تقویت کننده های توان

صفحه 1:
1 ملاحظات عمومی < 12.2-کلاس های پایه تقویت کننده توان 2 12.3 -تقویت کننده توان بابازدهی ‎VL‏ ‏7 2.4 -طبقات خروجی دوش سوار > 12.5 -تطبیق امپدانس سیگنال بزرگ < 26 -روش پایه ای خطی سازی - 127 لاس تون فا 12.8 -برون فازی > 12.9-تقویت کننده توان دوهرتی 12.10-مثال های طراحی Behzad Razavi, RB. Prepared by Bo Wen, ‏وي ا و‎ TICTA 

صفحه 2:
2 ۲ تقويت كننده هاى توان ۲ تقويت كننده هاى توان کلاس بابهبودهارمونیکی ۳ كلاس © % تقویت کننده های توان ‎Sat‏ کننده های توان كلاس © اس © ” تقویت کننده های توان ۲ تقويت كننده هاى توان كلاس © کلاسه feat oom cobb slat ۲" تقویت کننده های توان ‎Ce‏ دوش سوا يسخوركارتزين وش سوار ‏* پیش اعوجاج ۲" تقويت كننده هاى توان با ‏۲" مدولاسیون قطبی پسخور مثبت ‏* رون قاری ۲ تقویت کننده های توان با ‎v‏ 5 ترکیب توان ‏تقویت کننده های توان با 8 مدولاسیون قطبی 

صفحه 3:
وولا وولا وولا به 15 ‎RL‏ ‎Tout x‏ ‎Vine ۰ RL‏ 5 لا سه رلا ۰ ‎Vino‏ بزرگ ترازمم/اخواهند داشت. اگرباربه وسیله ی یک سلف پیاده سازی شودولتاژءهدرین می تواندازل0/ابيشترشودوحتى به 21/00 (يابيشتر)بر ورف یشک توانی معادل 1وات رابه بار 50-62 تحویل دهد.بیشترین ولتاژ درین-سورس 1 هنوزدست کم ۷ أست, <_میتوان ثابت کردکه حاصل ضرب ولتاژشکست وج5 ادوات سیلیسیومی درحدود/20086112.۷ است 5 beg ‏جمد‎ Oropltere 

صفحه 4:
قله جریانی که از00درشکل زیر می گذردچه قدراست؟فرض کنیدا‌رابه اندازه کافی بزرگ است ولذا می توان آن رادرفرکانس موردنظرمداربازفرض کردکه دراین حالت به آن خفه کننده فرکانسی رادیویی یا 0گفته می شود. رلم حل اگرابابزرگ باشدجریان ثابتی مر ازآن خواهدگذشت.اگر00شروع به خاموش شدن کند؛این جریان ازباخواهدگذشت ومنجربه ایجادولتاژثابتی به اندازه 1 خواهد شد.برعکس,اگر00به طو رکامل روشن شودءجریان سلف وجريان منفى برابر با رر1 أزنلا0بة سمت تزائزيستور رابة داخل خود مى كشدرينايزاين قله دامته ولتاز به - ,1/8 خواهد رسيد.لذا قله جريان ترانزيسنور خروجى برابر با 00:8 6خواهد beg ‏جمد‎ Oropltere © 

صفحه 5:
> جهت کاهش قله ولتازخروجی یک شبکه تطبیق بین تقویت کننده توان وبارقرارداده می شود.این شبکه مقاومت باررابه یک مقاومت کوچکتر,0۲۳»انتقال می دهد.بنابراین می توان باسوئینگ های ولتاژکوچک 000 ترءتوان موردنيازرابه با 3 یقل کرد. 1:10 لا ‎Network‏ ۳ ‎Vin R‏ ‎ry‏ 4" 5 ۷ Ry 3 ۶ درتقویت کننده توان بالایک وات توان بامنبع ولتاژ1ولت به مقاومت بار 0600© منتقل مى شودمقدار ۲۲ بنابراین شبکه تطبیق باید ب#راباضریب مقدارسوئینگ ولتاژقله تاقله,مم,دردرین 0 کوبک کند. شکل بالا مثالی ازیک ترانزیستور00تقریبابرابرةولت است.ازآنجا که: ی ملسي اب تعداد دورهاى آن 1:10اسث نشان مى 2-0- ۳ 32 = عه دهدکه سوئینگ ولتاز2جيز0ادردرين د 9 ‎Be‏ ۸ 2 2 = ۷, ترانزیستور00 رابه سوئینگ ۵-20 تبدیل زمتظری ‎rer rope‏ سین 

صفحه 6:
ولتازهای )ویهدرشکل زیررادرصورتی که 00آن قدرجریان بکشدتابنرابه صقریبرد»برحسب زمان رسم کنید. ‎wos.‏ ض کنید شکل موج ها سینوسی هستند.هم چنین ».فرض کنیداراو00عناصری ایده آل وبسیاربزرگ هستند. wb: ‏درنبود سیگنال,2000)و0-یحد.بنابراین ولتاژدوسر۵0با۵00برابرخواهدبود.هم چنین‎ ‏مشاهده می کنیم درحالت ماندگارمقدار‎ ‏متوسط بن‌بایدهمواره برابر۵00باشد»زیرارایده آل است وبنابراین باید ولتاژمتوسطی‎ 000 ‏برابر باصفرداشته باشد.بعنی»اگر,ها ز‎ ‏تانزدیک صفربرودبایدا ز۵00)تاحدود9000هم برودتامتوسط »۵ برابربا ۵00 شود؛شکل موج‎ ‏ولنا‎ زخروجى همان شكل »«0خواهديود ‎omen =‏ Vout bp ~ beg Prone Oropltere 

صفحه 7:
اگرعرض ترانزیستورخروجی به اندازه کافی بزرگ انتخاب شودتا بتواندجریان راازخودعبوردهد,خازن ورودی نیزبزرگ خواهد شد.بنابراین طراحی طبقات ماقبل بامشکل مواجه می شود. مامیتوانیم این مشکل راباافزايش تدریجی ابعاد طبقات بین مخلوط کننده های بالابروطبقه خروجی حل کنیم. Driver Output Stage Stage مشکل دیگری که ازحمل جریان های هبزرگ درتقویت کننده های توان ناشی می شود.‌مربوط به پارازیتی های بسته بندی است. ۶ جریان های بزرگ هم چنین می توانندمنجربه تلفات بزرگ درشبکه تطبیق شوند. ف‌ مطل) سعط امن 

صفحه 8:
ترانزیستور خروجی درمثال قبل جریانی بین صفرتا4آمپررادرفرکانس :0/1/1 حمل می کند.حداکثرسلف قابل تحمل سیمک های اتصال که به صورت سری با سورس ترانزیستور قرار می گیردمشروط به این که افت ولتاژدوسراین سلف کمتراز 100 اشد جقدر اس :حل جریان درین 00به صورت تقریبی برابر است با؛ ‎Ip(t) = Ip coswot + Ip‏ که درآن 6 © را 9 ‎OMI G12)‏ 2 رد است.افت ولتازدوسر سلف سورس,جا »برابر است با: وله ‎Vigo De‏ 5 8 كه به مقدارحداكثر ر/رنهونا مى رسد.اكربخواهيم اين افت ولتاز كمترا ز100ميلى ولت باشد داریم: ریم ‎Ls < 7.96 pH‏ مقداربسبا رکوچک است.(سلف یک سیمک اتصال معمولا بیشتراز ا0است ). beg Prone Oropltere 89 

صفحه 9:
بازده تقویت کننده های توان با دومعبارتعریف می شود:یکی (بازده درین)در پیاده سازی با ترانزیستورهای0با بازده کلکتوردرپیاده سازی باترانزیستورهای دوقطبی که به صورء ‎Py,‏ تب شود: = 7 که در آن با‌توان متوسط تحویلی به بارومیجتوان متوسطی که ازمنبع ولتاژکشیده شده است را نشان می دهد. بازده توان افزوده به صورت زیرتعریف می شود: ۱ Prupp که دران )متوسط توان ورودی است. درباره بازده توان افزوده طبقه سورس مشترک بحث کنید. نا 0 ي خازنی بنابواين م6832 ‎ee a sees eal‏ ولاز دهانه ورودی توان بیشتری کشیده شودبنابراین ۵۵7 رورت آنبدههای بوان‌بوون تاکن ست بکمفا وت ورودی 0ب صورت تعمدی وارد کنیم که درآن 7 > 0 خواهدشد. 8 مطل) سعط امن 

صفحه 10:
2 مشخصه یابی تقویت کننده توان با دوآزمون عمومی غیرخطسانی براساس تن های غیرمدوله شده آغاز می شود: اینترمدولاسیون و فشردگی. 1 Full Power 1۹8 Level Full Power 210GA out IM 3 Vout ۸0,4۵8 2009 فرض کنید ورودی مدوله شده به صورت زیرباشد: [(۵)۸ + اوسومه ‎a(t) = a(t)‏ خروجی می تواند به صورت رویه رو نوث[( 6/1 + (/)۵ + اوس]د ‎y(t) = A(t)‏ 2 مى كنيم هردوى ()2)(98 توابه غیرخطی و ایستا ازدامنه ورودی ,(0,هستند.به بیان ‎y(t) = A[a(t)] cos {wot + o(t) + Ofa(t)]} =e‏ beg Prone Oropltere 

صفحه 11:
ره ,یه ‎cred “BOKPO‏ سوه 80/00؟ تسه [(/910 لم 9 aya - 0ه 2 -_ 020 Ola) = 1+ Bea? 8 خ براى طبقات يشت سرهم مدل كلى ممكن است ييجيده باشدور فتار0ومتفاوت شود. یک شیوه دیگربرای بیان غیرخطسانی تقویت کننده توان مدل رب نام دارد که به صورت زیربیان می شود: ۷ ی ‎IVin) = — TJ‏ لوف لا و2( ) + 1 n+p) ‏این مدل که فقط غیرخطسانی ایستارادرنظرمیگیرد»درطراحی‎ 0 

صفحه 12:
خ مزایای تقویت کننده های تک سر:آنتن معمولا تک سراست ,و مدارهای فرکانس رادیویی تک سررا 2 مشکل اول تقویت کننده های تکسر:اول آنکه نیمی ازبهره ولتاژفرستنده رابه هدر می دهندزیراتنها یک خروجی ازبالابر دریافت می کنند. 1 PA Y Balun PA Y 1 > ۱ > Upconverter Upconverter ° ۳ 0 ‏اجه‎ < این مشکل را می توان بااستفاده ازدوبه تک سربین بالابروتقویت کننده توان حل کرد.اما دوبه تک سردارای تلفات است. beg Prone Oropltere ae 

صفحه 13:
1 ۳ > Bond ‏مشکل دوم تقویت‎ > . ‏کننده های توان تک‎ On-Chip Vpp ‏ضرا‎ ‏سرازجريان هاى لحظه اى‎ petal aS ‏خیلی بزرگ‎ ‏تغذيه به سمت زمین می‎ ‏كشدناشى مى شود.‎ Feedback = Bond Path Le2S wire > سلف سیمک اتصال تغذیه ۵0/اگربا ۵اقابل مقایسه باشدمی تواندعملکرد نوسانیوامپدانسی شبکه خروجی راتغییردهد.00باباعث می شودکمی ازسیگنال طبقه خروجی ازطریق خط۵00به طبقات ماقبل نشت کرده وباعث ایجادتموج درپاسج قرگانس باناپایداری شودبه طور مشابه سیچک ‎mba‏ 

صفحه 14:
‎Bona‏ < پیاده سازی تفاضلی جریان های ‎ol aio On-ChiP Voo External Vpp‏ بسیار کوچک تری از خطوط 04 وزمین می کشد ‏وبنابراین حساسیت کوچکتری نسبت به ۵0راو۵راداردومنجربه پسخور کمتری خواهد شد.مشکل ‏شدن نیزیه میزان قابل 4 توجهی کاهش می ‎ul‏ ‎On-Chip GND Bond ۲22 5 Wire ‎ ‎ ‎ ‏< اگرچه بااستفاده ازیک تقویت ‏= کنفدخ:توان تفا ضلی تشکلات مربوط به بهره ولتاژوپارازیتی های بسته بندی اصلاح می شوداما تقويت كننده توان هنوزبایددربیشترمواردیک آنتن تک ‎ells jam‏ اندازی کند. بنابزاتن اکنون بایدیک دو:به تک سزیین ققویت کننده نوان وانتن اقرودة شود. ‎Upconverter ‎ ‎ ‎ ‎ ‎Ober Prone Oropltere ‎ ‎ ‎ ‎ ‎ 

صفحه 15:
فرض کنیدیک دوبه تک سریاتلفات 68.)طرح شده است.درکدام یک ازفرستنده های شکل قبل این تلفات,بهره رابه صورت نامطلوب بیشترتحت تاثیرقرارمیدهد؟ "مساو درمورد اول دوبه تک سربهره ولتاژرابه اندازه 0.08کاهش می دهداما توان زیادی مصرف نمی کندبه طورمثال اگرتوان تحویلی به وسپله بالابربه تقویت کننده توان حدود مق۵باشدآنگاه تلفات به اندازه 068دردوبه تک سرمعادل باتلفات حرارتی ‎seul Gow‏ دردومی دوبه تک سرکل نوان تحوبلبا زنقویت کننده به بار را دربافت ولذاتوان قابل ملاحظه ای راتلف می کند.به طورمثال اگرخروجی تقویت کننده توان به 1وات پرسد د رآن صورت تلفات 06در دوبه تک سرمعادل 6000 خوآهدباشد بنایراین بازده زنجیر فرستنده درحالت دوم بیشترتخریب می شود. beg Prone Oropltere 6 

صفحه 16:
Signal Current tote t > تقویت کننده توان کلاس ۵به صورت مداری تعریف می شودکه دران ترانزیستور(ها)همواره روشن هستندودرکلیه محدوده توان های ورودی وخروجی,به صورت خطی عمل می کنند. ‎oe‏ موزدهيان حداکثربازده درین تقویت کننده کلاس ‎Vanl(2Rin)‏ سر ‏و ۰ ۱ ‎50%. 5 ‎ ‎beg ‏جمد‎ Oropltere ‎ ‎ 

صفحه 17:
آیا محاسبات فوق برای بازده بافرض خطی بودن طبقات کلاس 6 همخوانی دار خیر,با یک ورودی سینوسی:درشکل قبل تنها هنگامی به 9000می رسدکه ترانزیستور خاموش شود.این امرتضمین می کند که سوئینگ جریان تحوبلی به بار از صفرتادوبرابر مقداربایاس می رود. توضیح دهیدکه چرا درطبقات خروجی بابهره کوچکتقابل ن بازده-خطسانی جدی است دوحالتی که درشکل زیر نشان داده شده انددرنظربگیرید.درهردوحالت ءاگرقرارباشد 00در ۷درناحیه فعال باشدولتاژدرین باید از مرا - بر + ‎Op‏ بزوگ‌نرباشد.درطبقه بابهره بزرگ‌درشکل‌زیر ,0 کوچکلسنکم صفجه هه ش و( )ی ند طلقم ناعم مه ؟ عجگی مه صف هدنگ شود 

صفحه 18:
2-ولتاژتغذیه بدون تغییر باقی می مانداماجریان بایاس متناسب باسوئینگ ‏ موردنیازیرای توان خروجی کامل باقی می ولتازخروجی کاهش می یابند: ! مانندوفقط سوئینگ سیگنال ورودی کاهش ! مى يابد: 21 1 ا ‎V2 /[(2Rin)‏ ‎i = Sos 1 n=‏ ‎N= VE TRin 2S 0] Ri Von‏ ‎Vp‏ 1 12 بم = 1 ۱ = ‎2Vpp‏ 0 5 3-هم ولتاژتغذیه وهم جریان بایاس Supply Voltage and tal ‏متناسب باسوئینگ خروجی کاهش می‎ Bias Current Scaling "ls 73 = 50% beg Prone Oropltere 

صفحه 19:
دانشجویی می خواهد یک طبقه خروجی بامنبع تغذیه متغییربه صورت شکل زیرطراحی کند.دراینجا 00۰)درناحیه تریودبه عنوان یک مقاومت متغییربا ولتاژعمل می کندو0گره ۲رازمین جعمی کند.آیا اين مدار می تواند به بازده 50درصد 3 لعي ‎“ll‏ _——— ماو خیرنمی نواند.متاسفانه :00خود توان مصرف می کند.اگرجریان بایاس برابرج۵۳/8انتخاب شود,آن گاه کل توان کشیده شده از ۵0 مستقل ازاینکه مقاومت حالت روشن 00چقدرباشدهمچنان برابربا۵00خواهد بود.بنابراین :06توانی بر ابر یار امصرف می کند. beg Prone Oropltere 6 

صفحه 20:
~ زاویه هدایت به صورت درصدی ازتناوب سیگنال ورودی که درطول آن ترانزیستورهاروشن باقی می مانندضربدر 360 "تعریف می شود. Load Current RL 4M 2 درتقویت کننده توان کلاس سنتی ,دوطبقه موازی که هرکدام از آنهابرای 0ددرجه هدایت می کنند به کارمی رود-وبنابراین به بازده ‎SVL‏ ‏نسبت به همتای کلاس 9خودمی رسد. beg Prone Oropltere ‏هه‎ 

صفحه 21:
ale توضیح دهیدچگونه ,7 شکل موج های جریان های نیم دوره را که به ور 0 :حصا با به کاربردن جمع آثارشبکه خروجی رادردونیم دوره به صورت شکل زیررسم می .هنگامی که 00روشن است رم ازگره ۲(کشیده می شودومنجریبه ایجاد جریان درثانویه می شودکه باگذشتن ازمقاومت ‎x‏ ولتا زمنبتی برابرهحایجاد می کند. بسن برعکس هنگام ی که 06 روشن است ازگره << ۲جریان می کشدء ‎Voy Bh‏ = جریان تانوبه ازلا6 كشيده مى شودولذا — روز ولتازهح0 منقی را ایجاد می کند. ‎am)‏ ‎Doak?‏ ‎beg Prone Oropltere 

صفحه 22:
< اگرخازن های پارازیتی کوچک وسلف اولیه وثانویه بزرگ باشد»‌سوئینگ ‎SVL‏ ‏0 نقریبانصف سوئینگ زیر میب اشد کم یکی دیده نامطلویاستزیرامنجریه سازده کم می‌شود. Ios ۵ ۵ ‏دا‎ © ۵ 0 0 8 ۷۷ دون . 1 1 < به این دلیل ثانویه (یااولیه)ترانسفورماتوربه وسیله یک خازن موازی تنظیم می شود. < عبارت کلاس 0۲گاهی اوقات برای توصیف یک تقویت کننده توان تک فترکه راوته هدابت آن:بین 180 تا360درجه اسنت استفاده قی شودنبه بیان بهتر»درآن ترانزیستورخروجی برای کمتراز نصف دوره خاموش فى شود از متظری:دیگرریک :تقویت کنندم توان کلاس ‎ar cass‏ ‎Peoples ee‏ جمد ون ‎ ‎ 

صفحه 23:
مجموع جریانی که ازندرهردوره کامل می گذرد ‎Tog = Apt Ul‏ است که منجربه 5 ‏ولتازخروجى بر'‎ Vout(t) = “ke sinwol : وتوان تحویل متوسط رم ۵ 2 Pupp = بازده درین (کلکتور)/طبقه کلاس ۵به صورت زیرحاصل می شود: 2 7 m =,—(*)4 1 Win by, beg Prone Oropltere ‏هه‎ 

صفحه 24:
‎Rt‏ درگام پایانی ,سوئینگ ‎AN‏ ولتازرادرلا وراد رحضوربارتشديدى درثانویه(یااولیه)محاسبه می کنیم. ‎Vy = Vysinwol + Vp ‎ ‎ ‎—V, sinwol + Vpp ‎۲ ‏که پس ازضرب شدن درنسبت (97)#, منجربه ولناژخروجی زیر می شود 2 / ‎m‏ امنهةة 21 [- ع = ‎Voult)‏ ‏نس = ‎Y,‏ > : ۱ 0 ‎= a sin wol. ‎ ‎= 2V, sin wot ‏برای حداکثرشدن بازده ول < ,0 انتخاب ‎Penne‏ 7 ‎beg Prone Oropltere = 79% ee ‎ ‎ 

صفحه 25:
درطبقات کلاس 0زاویه هدایت حتی تامقدارکوچک تری کاهش می یایدومداربیشترغیرخطی می شود.برای جلوگیری ازسطوح بالای هارمونیک ها درآنتن ,شبکه تطبیق بایدبخشی ازعمل فیلترکردن راانجام دهد. : هنگامی که #8کاهش می یابد,ترانزیستوربرای کسرکمتری ازدوره تناوب روشن است,بتابراین توان کمتری به هدر می روذربه همین دلیل ,ترانزیستورتوان کمتری رابه بارمنتقل می کند. beg Prone Oropltere 28 

صفحه 26:
Class © Class B 100% 79% f 50% |. 0 po 0-0 Pox 0 - 0 1 ۳ 4 sin(0/2) — (0/2) cos(0/2) ow’ T= cos(0/2) > بانزدیک شدن 9 به صفربازده به 9۵100 می رسد. < © بانزديكشدن8 به صفريبه سمتصفرميلموكند. beg ‏جمد‎ Oropltere 

صفحه 27:
مونیک اول جریان درین ترانزیستورطبقه کلاس 0رابرای زاویه هدا <b #تعبين كنيد شكل موج نشان داده شده را درنظربگیریدکه درآن زاویه هدایت ازنقطه 0آغازودرنقطه ۵پایان می پذیرد.زاویه سینوسی درنقطه ۵به #ودرنقطه ۵به م7 میرسدبه نحوی که 7 028 ودرنتیجه 760 < 0.ضرایب فوربه اولین هازمونیک به صورت زير به دست مى آيد: اس( a = 1, sin wot sinwotdt bh = 1, sinwof coswotdt درنتیجه اولین هارمونیک به صورت زیربیان می شود؛ L.o(t) = a1 sinwot ‏كنيم سوئيئق‎ posh Seige sl LSI. 1/8 ‏توجه كنيد كه اكر 0+ ,» آنكاه‎ ‏ولتاژدرین به طورتقریبی برابربا 9000به دست می آید.‎ 5 0 سس سین 

صفحه 28:
‎sin Wot‏ ~ فرض کنید شبکه تطبیق به نحوی طرح شده باشد که امپدانس ورودی 1 آن درهارمونیک اصلی کوچک ‎sin (209¢+ 96)‏ 0.3[ ,5 ودرهارمونیک دوم بزرگ باشد. ‎PAPAS‏ توان ‎a pee este‏ وسيل ترانزیستورخروجی کاهش يافته وبازده افزايش می یابد. ‎ ‏+0 ماع (96+/م2۵) هو 03 ‎ ‎ ‎ ‏وولا ‎ 

صفحه 29:
2 طبقات کلاس ۵تقویت کننده هایی غیرخطی هستندکه هنگام تحویل کامل توان به بازده نزدیک 9۵100 می رسند که یک مزیت بزرگ ‎ype‏ به مدارهاى كلاس نم محسوب می شود. La Ly > z Vinod Ron = _ ‏وا‎ ‎m, + L 2 به این پیکربندی تقویت کننده توان کلید زنی شده می گویندکه منجربه بازده بالا می شوداگر: 1-ولتاژدوسر00هنگامی که جریان راهدایت می کندکوچک باشد. 2-هنگامی که ولتاژدوسر0غیرصفراست جریان کوچکی عبورکند. 3-زمان های گذاربین حالت روشن وخاموش تاحدامکان کوچک باشد. م8 مماجيةا جمد ‎hep‏ 

صفحه 30:
Matching Network < گیت افزاره خروجی بایدتاحدامکان به سرعت کلیدزنی شودتابازده رابه حداکثرمقدارممکن برساندهاما ترانزيستوربزركى خروجى به طورمعمول دركيت خودنيازيه تشديد داردوبه اين ‎Yoo —‏ سپ ‎ ‎ ‎M2 = ‎RFC. ‎ ‎ ‎ ‎ ‎ ‎Ober Prone Peoples 

صفحه 31:
< 1-باخاموش شدن کلید ب۵تامدت زمان کافی پایین نگه داشته شودتاجریان به صفربرسد:به بیان بهتر»0و پر" شکل موج های بدون همپوشانی داشته باشند.این شرط مسئله زمان افت محدود درگیت 00رابرطرف می سازد. < 2وپیش ازآنکه کلیدروشن شودبه صفربرسد.دومین شرط تضمین می کندکه ‎One‏ و را" افزاره کلیدزنی شده درنزدیک زمان روشن شدن با یک دیگرهمپوشانی نداشته باشند,بنابراین افت توان درترانزیستورحتی << 3- 30/4 نیزهنگامی ‎eno (pug soz‏ شودنزدیک صفرباشد.شرط سوم حساسیت بازده رانسعت به عدم رعایت شرط دوم کاهش, می دهد. ما وه بر < پاسخ زمانی به 0بستگی داردوهمان طورکه دربالانشان داده شده است ممکن است به حالت های فرومیرا؛فرامیراویامیرای بحرانی باشد. beg Prone Oropltere 50 

صفحه 32:
با مدل کردن یک طبقه کلاس ۵ به صورت نشان داده شده درشکل زیر ,شکل موج با 7 لم An 9 fe 31 ‏سس‎ 5 هنگامی که 00روشن می شود؛گره (رابه زمین اتصال کوناه می کنداما جریان کمی ازخودعبور می دهدزیراین دراین زمان نزدیک صفراست..اگر 6 کوچک ‎saath‏ »۵نزدیک صغرباقی می ماندو 0باولناژنسینا ثابتی رادردوسرخودنگه می داردکه منجربه عبور جریانی برایر بازیر می شود. 1 5 ٍ Iw = TT |] ‏مدل‎ — Vx jdt D4 Vop -\ Lp Oba IO Pricer Proper ee 

صفحه 33:
با مدل کردن یک طبقه كلاس © به صورت نشان داده شده درشکل زیر ,شکل موج به بیان دیگر,یک نیم دوره به شارژ شدن 0,ااختصاص می پابدکه درآن حداقل افت ولتاژدوسر00ایجاد می شود.هنگامی که 04 خاموش می شود.جریان سلف از 00وبارعبورمی کندولذا ولتاژین افزایش می یابد.این ولتاژدرزمان پز<؛ به حداکثرمقدارخود می رسدوا زآن به بعد شروع به کاهش می کندتادربایان نیم دوره دوم با شیب صفربه صفرنزدیک شود.شبکه تطبیق مولفه های هارمونیکی بالاترین راتضعیف می کندکه منجربه خروجی نزدیک سینوسی می شود. ‎lO Pine Drrplbere 99‏ موب 

صفحه 34:
Yoo < اگردرطبقه نوعی کلیدزنی شده ,شبکه بارامپدانس انتهایی بزرگی برای مولفه های هارمونیکی دوم وسوم ازخودنشان دهد,ءشکل موج دوسرکلیدگوشه های تیزتری نسبت به یک موج سینوسی از خودنشان می دهدولذا افت توان درترانزیستورکاهش می یابد.چنین مداری طبقه کلاس خوانده می شود. beg Prone Oropltere oe 

صفحه 35:
اگرترانزیستورخروجی برای نصف دوره تناوب هدایت کند,جریان یک سوشده نیم موج حاصل فاقدهارمونیک سوم است.ضرایب فوریه هارمونیک سوم به صورت زیراست: 10/2 1 یمق مه قوب باه و 1 ‎ase‏ ‏0/0 ‎Tof2‏ ‎cos uyt)dt‏ - اون ‎(cos‏ ا = 00 1 ‏م‎ ‏داوق‎ af Jp sinwot cos 3uptdt To Jo Lo 10/2 ۱ 27 / (sin dwot ‏2ص‎ (۲ 

صفحه 36:
می توان 000رابرابربا نصف بیشترین ولتاژقابل تحمل توسط ترانزیستور درنظرگرفتاما این امر منجربه دو جریمه میشود:1-سقف مجازپایین ترگستره ولتاژخطی مداررامحدودمیکند. 2-جریان متناسب بزرگتردرخروجی منجربه افت بیشتردرشبکه تطبیق میشودودرنهایت منجریه کاهش بازده میشود. < ترانزیستوردوش سوارترانزیستور ورودی رادربرابرافزایش »0محافظت می کندومنجرمی شودولتاژدرین-سورس»0 کمتراز ویم -) بصاند. beg Prone Oropltere 90 

صفحه 37:
حداکثراختلاف ولتاژپایه - به - پایه بین ترانزیستورهای 00و۵6رادرشکل بالا تععين كنيد.فرض كنيد قله دامنه ای برابر «)وسطح طبرابربا ۵داشته باشدو‌قله دامنه 0و(سطح طبرابربا000)داشته باشد. :حل حداكثرولتازدرين -سورس ترانزيستور00با كاهش 05ابه و0 -_0 اتفاق مى افتد.اكر 00نقريبا خاموش شود,آنگاه 2 ی موه موی ‎O,-‏ #موو0 ,و (و0 ‎Onno (On‏ 0۰ موی ب رای‌همانسطح ورودی ولتاژدیین06به حلکد. - هد ۵ ۵ مت سح -1.ولتاز Vpse = Vpn + V, ~ (Vi - Ven) Voce = Vop + Vp—- Vo ‏و‎ ‎ro‏ شود.هم چنین ولتاژدرین -بدنه 06به ,0 +می می رسد. ‎beg Prone Oropltere or 

صفحه 38:
0 Crow (0), Vpp — Vpcas — Vose + Vr = Crow b), Vpp — Vp,es + Vem = Vo + Vin ‘WPolowe teat, ‏وم‎ < ‘cas ۳ ۶2 طبقه سورس مشترک درمحدوده بزرگتری ازولتاژخروجی نسبت به مداردوش شوارخظى باقى فى ماند.تطالب بِيانَ شدة حاكى ازآن است كة با متانع تغدیه ولتاژپایین خزوجت طيقات:دوشن سوا زمريت سجن کمی درسوتینگ: ولتاژنسبت به همتای سورس مشترک خودنشان میدهدکه این به قیمت بازده وخطسانی به دسفت مى أيد. ‎Cher rer Bree‏ 

صفحه 39:
۷ 1“ »م۷ سه2 ط ال 0 0 0 باترسیم مدارمعادل تونن برای طبقه اول مشابه شکل (۲)مشاهده میکنیم که جهت ازبین رفتن نابايدارك ,بايد 0 > ‎Re{ Zour} + Rin‏ تاي0 انرزی را از مدار جذب نکند.اگر محربه صورت یک تانک موازی (0)مدل شود,آنگاه: Re{Zoutt} = Rp Rot Rigs 0. ‏بنابراین باید:‎ ۱ R, (Por ean, Po elphoor wer wep ‏لمحت مها باس‎ ke otros, @, od howe R, lo. Oke ‏کلب سس‎ ee 

صفحه 40:
دراین مدل ساده تر.ءفرض کرده ایم که شبکه تطبیق خروجی یه سادگی باهرابه مقدارکوچک تری انتقال می دهد. 2 درعمل شرایط پیچیده تراست:یک امیدانس خروجی مختط غیرخطی بایدبه یک بارخطی تطبیق شود. eo Matching Network beg Prone Oropltere 

صفحه 41:
توان تحویل داده شده به وسیله 00به بل)یعنی 6 وهمچنین توان مصرفی توسطظ امپدانس خروجی ترانزیسنور ۲ رامحاسبه می کف _ رن[ _ و1 = ‎Pa‏ دوس _ و1 = ‎Pr‏ ‏۵۴ 2 4۴ ,)2 برای انتقال حداکثرتوان ب۷)مساوی با پم انتخاب می شود که نیجه می دهد ‎Pq = Pog‏ ‎ror‏ _ ال ‎Pri Rp‏ رابطه بالانشان می دهد کاهش 6 منجربه کاهش توان نسبی مصرفی به وسیله ترانزیستور می شود. ‎a‏ 0 

صفحه 42:
۱۳2 ۳ Py ‏لا‎ Lt 8 fa) ۳ Signal Source Control = 2 ۲رلیه ن حوعت فییرمی‌دهيم که توانت حویلییه با ابتوبرابرب اقی بماندودينتيجم به منحنووسم شدم دربا لاب رسیم سپسبه دنب [هقادیری متحنی‌دیگر: كلتما لاه نکن و مشود .لین‌اندازم گیری‌کشش‌ب اررا میتوان با افزلیش‌سطوح توان‌تکرار کردوبه مروربه امپدلنسیی هینه ,یعنی, ,رر2 لی‌حداکث رنوان‌خ روج سید. hep Prone Oropltere 

صفحه 43:
پیکربندی پیشخور خطارا محاسبه می کندوبا ضریب دهی مناسب آن راازشکل موج خروجی کم می کند. Main PA Main PA > پیشخور دارای چندین موردکاستی است که طراحی تقویت کننده توان مجتمع رادشوار می سازد: 1 -عناصرتاخیری آنالوگ اگرغیرفعال باشندمنجربه تضعیف واگرفعال باشند,‌منجربه اعوجاج می شوند. 2-تضعیف تفریق خروجی منجربه کاهش بازده می شود. 3-بهبودمیزان خطسانی بستگی به تطبیق بهره وفازسیگنال های دریا به کننده دارد. 88 کلب سس موبلا شده 

صفحه 44:
دانشجویی گمان می کند که اگرتفریق درحوزه جریان انجام شودشکل زیرباعث تضعیف نمی شود.عملی بودن این ایده را توضیح دهید. ازآنجایی که تقویت کننده توان اصلی درشکل پیش ازیک خط تاخیرقرارداردوازانجاکه پیاده سازی تاخیردرحوزه جریان دشواراست ؛تفریق بايد يه يورت اجتناب ناپذیزد رخوزخ:ولتاز ‎ais‏ ‎“A‏ ,سیله المان های غیرفعال انجام شود.بتابراین این ‎Tas cabot oul‏ بادرنظرگرفتن سیستم شکل زیر عنوان یک تقویت کننده توان هسته سطح دیگری ازييشخوررابه نحوى اعمال كنيد كه خطسانى بيشتريهبود يابد. خروجی تقویت کننده توان هسته در 07/1 ضرب شده ویک رونوشت تاخیر یافته از ورودی اصلی ازآن کم می شود.خطاباضریب 0 بزرگ می شودوبا رونوشت تاخیریافته خروجی نقویت ‎BAT IER Ag OMS‏ مب eae 

صفحه 45:
راحذف می ‎eae‏ —— فازرانگه می دارد. ار[ + ی ‎LET‏ ‏[(۵)۷ + اوماوی ۲۵ < ‎Vur(t)‏ ‏که درآن 00ثابت است .برای این طبقه غیرخطی ,تعریف بهره ولتاژ ۵ کار ‎bs‏ دشواری است بزیر! خروجی شباهت کمی به ورودی داردبا اين حال بانصحیح ,؛ م2) رابر ,0 تقسیم می کنیم Vp(t) ‏ع‎ ۱۱-۲۸۸ = [FE = Vent] cosfant + 00] Os 2 9 w(t) ‏ع‎ ۸-۱۵ = Vocosluot + o(1)] — [Vo — AvVenu(t)] cost + o(t)] Av Venv(t) cosfaot + ۵۱۱۰ 3 ‎Oropitere‏ لك 

صفحه 46:
Baseband / Baseband | a ‏امه واه‎ L, Lo Quadrature Phases ‏و6‎ LPF Shifted + Lo Quadrature Phases PA sin (@,ot+6) 2 اگرخروجی تقویت کننده توان درفرکانس پایین برده شودوباسیگنال باندپایه یسه شودخطایی متناسب بامیزان غیرخطسانی زنجیرفرستنده حاصل می گردد.باپایین بردن متعامد همانندشکل فوق پسخورکارتزین نامیده می شود. 2 پسخورکارنزین نیازبه تفریق کننده خروجی ندارد وبسیار کمترنسبت به عدم 3 3 توان لازم دارد. ‎Peoples‏ جرج 6و 

صفحه 47:
اگرمشخصه های غیرخطی تقویت کننده توان معلوم باشدمی توانیم شکل موج ورودی راپیش معوج کنیم به نحوی که بعداز عبورازتقویت کننده توان غیرخطی ,همانند شکل موج ایده آل اولیه شود. ۳ > وج g(x) Vout! Vout! aoe Preaistorter] [Preaistorter] 2 سه کاستی پیش اعوجاج: 1-اگرغیرخطسانی تقویت کننده با فرآیند ساخت,دماوامپدانس تغییرنماییدوپیش اعوجاج سازاین تغییرات رادنبال نکندآنگاه عملکردبه درستی انجام نمی شود. 2-تقویت کننده توان نمی تواندبه صورت دلخواه غیرخطی شودزیراهیج مقداری ازپیش اعوجاج نمی تواندغیرخطسانی ناگهانی راتصحیح کند. 3-تغییرات درامپدانس آنتن تاحدودی برمیزان غیرخطسانی تقویت کننده توان تاثیرمی گذارد,درحالی که پیش اعوجاج تصحیح ثابتی رااعمال می کند. Ober Prone Oropltere er 

صفحه 48:
برای آنکه غیرخطسانی پوش (یعنی,تبدیل ۵0به60)تقویت کننده های توان را کاهش ‎ror esd?‏ توانیم پسخورمنفی رافقط به پوش سیگنال اعمال کنیم. Variable-Gain ‘Amplifier PA Envelope Detector اعوجاح آشکارسازهای پوش چگونه عملکرد سیستم فوق رادستخوش تغییر می اگردوآشکارساز پوش یکسان بماننداعوجاج آن هاتاثیری برعملکرد سیستم نداردزیرا حلقه پسخورهمچنان الزام می کند رل «رن ۲ ونتیجتا ‎Op% O,‏ این مشخصه دراین جا که خود آشکارسازهای پوش دارای غیرخطسانی هستند راهگشا می نماید. Oba IO Pricer ‏سل‎ ee 

صفحه 49:
> مخلوط کننده به عنوان آشکارسازپو, مخلوط کننده می تواند ورودی را به توان دو برساند بادرنظرگرفتن ورودی 0 ,0-0 [96 + وله منجر [(۵)۱ + ‎Viw(t) = BV2,(t) cos2{wot‏ enw Boab ope ‏و‎ (yd tcosleeot + 24(0)] eee ‎env ۰‏ دنبال کننده سورس به عنوان آشکارسازپوش: ‏نرخ چرخش به نحوی انتخاب می شود که ازنرخ چرخش حامل بسیاربسیار کوچک ترباشدتاخروجی بتواند تنها يوش »ونه حامل راءتعقيب كند. ‎ ‎beg ‏جمد‎ Oropltere 9 ‎ ‎ ‎ ‎ ‎ ‎ 

صفحه 50:
2 محدود کننده ومخلوط کننده به عنوان آشکارسازپوش: Yop Venv Venv 58 1 1 ‏رإعدر‎ + 9)[ BV Veno() COS [unt + 0)0([ = ‏النافة ات ,ازور‎ Limiter 2 در عمل ممکن است محدود کننده به دویاتعدادبیشتری زوج های تفلضلی پشت نیازداشته باشد. سرهم نیازداشته باشد ‎Oraver rere‏ 0 سوت 

صفحه 51:
هر سیگنال میان گذری را می توان به صورت )4 + بت‌[یه() رب <(,0۵, نمایش داد. (0 قابل تجزیه شدن به یک سیگنال پوش ویک سیگنال فازاست.بنابراین می توان هرکدام را به طورجداگانه تقویت ودرنهایت دوسیگنال حاصل را با یک دیگر ترکیب کرد. Venv(t) Envelope| Detector Limiter ge Switching Vphace(t ‘ PA “AAR + اين روش را مدولاسیون قطبی می خوانندزیرا در اين روش سیگنال به صورت یک مولفه اندازه(پوش) ویک مولفه فاز پردازش می شود. beg Prone Oropltere oa 

صفحه 52:
< عمل ترکیب کردن معمولا به وسیله اعمال سیگنال پوش به منبع تغذیه 0000 طبقه خروجى - با اين فرض که سوئینگ ولتاژ خروجی تابعی از 0ست- انجام می شود. 96 Yoo nf 4 Vout ‏مدل ساده‎ 5 AVphaselt) مدل واقع بینانه تر AWpnaselt) Sy Sy turns on tums off 

صفحه 53:
یک دانشجو می خواهدازیک مخلوط کننده ساده برای تحقق هدف ترکیب استفاده کندولذا سیستم نشان داده شده د | می سازد.آبا این ابده خوبی است؟ Matching Network 64 ‎ AWenv(t)‏ خیر,خوب نیست.دراینجاء‌این مخلوط ‏4 کننده است که باید توان بزرگی را تحویل ‎re AWphase(t)‏ تطویت کننده توان هسته ولذا اين امردشواراست. ‎ ‎ ‏تحت چه شرایطی سوئینگ خروجی تقویت کننده توان تابعی ازلل نیست ‏اگر ترانزیستورخروجی به عنوان یک منبع جریان وابسته به ولتاژعمل کند(یعنی,یک ترانزیستورماسفت که درناحیه فعال عمل کند),آنگاه سوئینگ خروجی تابعی ضعیف از ‏۵4 خواهد بود.به بیان دیگر,همه کلاس های تقویت کننده توان که از ترانزیستور خروجی به عنوان منبع جریان استفاده می کنند,دراین دسته بندی قرار می گیرندوبرای حذف وبازسازی پوش مناسب نیستند. ‎beg Prone Oropltere 99 

صفحه 54:
۷ 60 ‏ه (۸)یملاو۸۵‎ ۳ AWenv(t) oP My teat) Envelope] Aoverw(t) i Detector 99۸ 1 Vino—> 5 Vphase(t)o—ff> My Vpnase(t), 7 Switching = Switching = Switching = Device Device Device 0 0 0 > در(ه)جریان بزرگی که از اين طبقه می گذردنیازبه یک بافردراین مسیر ایجاد میکنداما ملاحظات بازده مارا مجبوربه استفاده ازکمترین سقف ولتاژبرای بافر میکند. < در(هاتضمین نمیکند که میور تام وکمال ,0,۵ رادنبال کند.طبقه رابا کنترل حلقه-بسته همان طور که در (0)نمایش داده شده است می توان بهبود داد. تا سل ‎Oba IO Pricer‏ 

صفحه 55:
> اولی این که عدم تطبیق بین تاخیرمسیرهای پوش وفاز» سیگنال رادرشکل 12-46 تخریب میکند. فرض مى كنيم عدم تطبیق تاخبر برابر ۵۶ وجود داردوحروجی را یه صورت زیرنمایش می Vauelt) = AoVenv(t — AT) cos[wot + 9(t)]- ‏دهیم:‎ برای ۸۶ کوچک ‎no ly O,, (- AT)‏ توان با دوجمله اول سری تبلورآن به صورت تفریب ‎WVinv Tay‏ , 7 Vonw(t — AT) & Venw(t) — ‏زيرة زد )0 الم‎ ‎dt‏ و ‎Voue(t) & ApVenu(t) cosleot + o(t)] — AT Molt )‏ ‎ ‎cos|wpt + o(t)] ‏ميزان'تقريب مقناسيب سيكنال اقاسی ب لتق سيكنال: يوت اسسد كيه ییوس طیفی می شود. ‏> مشکل دوم به غیر خطسانی آشکارساز پوش مربوط می شود.برخلاف پیکربندی پسخورشکل 1(,44-12قطبی درشکل 46-12متکی به بازسازی دقیق ()یجون‌توسط آشکارسازپوش است. ‎ye >‏ خطسانی مدارمنجربه رشدطیفی می شود. ‎beg Prone Oropltere 98 ‎ ‎ ‎ ‎ ‎ ‎ 

صفحه 56:
2 مشکل سوم عملکرد محدودکننده هادرفرکانس های بالاست.عمومایک مدارغیرخطی که دارای پهنای باندمحدوداست منجربه تبدیل 0/0)می شود یعنی دارای جایدحیی فاز وابسته به دامته است وه -بوا ۳ Aeneas pare hf oP: 0۱ = tan7!(R, Cw) Ss 0,۱ 2 ‏برای لا >> ون مسر‎ تخیر ین رود وكروجي: تقريبا برا 2م611 از با نمایش این نتیجه برحسب رادیاد.2 10 ون( ) ,10 > |02 جابه جایی فاز باافزایش دامنه دامنه ورودی کاهش مى يابد. 3 beg Prone Oropltere 

صفحه 57:
< مشکل چهارم ازتغییرخازن گره خروجی به وسیله سیگنال پوش ناشی ‎AVenv(t)‏ می توانیم وابستگی ره به ولتاژدرین را به صورت یک خط راست باشیب تيرييات كنب و00 ‎dy‏ رو _ وف 41+ «We Wye da’ 2dC pp از روی ضریب کیفی س مد( ‎dVx‏ با تقریب مرتبه اول داریم: 

صفحه 58:
برای یک شکل موج فرکانس رادیوبی )$0 ‎erly‏ 6 ررت, سیگنال های متعامدباندبایه عبارتنداز؛ ‎Veno(t)cos[o(t)]‏ = ()رومة ‎rapall) = Veno(t)sin[o(t)].‏ بنابراین: ‎Volt) = Vrbpalt) + thpal!)‏ ‎tpp,a(t)‏ 1- _ ‎oO = Gan opt)”‏ Teacher words, te dyd berebaad processor vas wurrde O,,() oad $()) ether drecty or Prow te Toad Q powporeds, obuidiay te weed Por decowpostion tt he RP doce. 56 طسو 

صفحه 59:
دربررسی فرستنده های مدوله شده بافرکانس یامدوله شده با فازدرفصل 3به دومعماری برخوردیم؛,یکی مدولاسیون مستقیم 000ودیگریبالابردن فرکانسی متعامد.آیا این معماری هارا می توان دریک سیستم بامدولاسیون قطبی استفاده IPI Venv(t) ابتدادرنظربگیریداطلاعات فازبه خط کنترل یک 000اعمال شده است.عمل انتگرال گیری که به وسیله ۵00صور. رت ‎no‏ پذیردمستلزم آن آست که ابتدا از(20مشتق گرفته شود: Baseband Processor AAA i Vonase(t) = ‏وا‎ (aut + Aveo |] ‏سم‎ Fut) 1 veo dt = Vocos[wot + o(t)]. باوجود اين همان كونه كه درفصل 3توضیح داده شد,از آنجایی که هردومقدارسوئینگ کامل 4 وصسدارای تعریف درستی نیستندلذا پهنای باند()صا0نيزيه درستى قابل تعریف نیست.هم چنین ءعملکردآزاد00)درطول مدولاسیون ممکن است فرکانس حامل راازمقدارمطلوب ان جابه جا کند. ‎Oraver rere‏ 0 سوت 

صفحه 60:
دربررسی فرستنده های مدوله شده بافرگانس یأمدوله شده با فازدرفصل 3به دومعماری برخوردیم؛,یکی مدولاسیون مستقیم 000ودیگریبالابردن فرکانسی متعامد.آیا این معماری هارا می توان دریک سیستم بامدولاسیون قطبی استفاده Venv(t) :حل Baseband Processor حال یک مدولاتورمتعامدراءهمان طورکه درفصل 3برای0060 فرض شددرنظربگیرید.دراین حالت عم به Vohase(t) = که دران 0060 610800 ۵0به وسیله مخلوط کننده های باندیایه تولیدوبه وسیله مخلوط کننده های متعامدبه فرکانس بالا برده میشود.اما همان طور که درفصل4توضیح داده شداین روش ممکن است منجربه نویزقابل توجهی دربانددریافت شود,زیرانویزمخلوط کننده هایه فرکانس بالارفته وبه وسیله تقویت کننده توان تقویت میشود. ‎oo‏ مطل) سعط امن ‎ ‎ ‎ocoswol cos 6 — Vo sinwol sing; 

صفحه 61:
iF Vert) OPA SO Spectrum oo Processor | Vocos[ (et +—— 700۴ ‏ع0 جام‎ o ‘Aliasing Vocos[N apt +(t)] Ver (t) = Vo cos[Nwzrt + ۵)6(( < مقدار8بایدازدوجنبه محدودشود:1-باید به اندازه کافی پایین باشدتا تقابل میان سرعت وتوان مصرفی رادرمبدل های دیجیتال به آنالوگ باندپایه تشدید 2 2-باید به اندازه کافی بزرگ باشدتاازدرهم افتگی جلوگیری کند. 9 0 سس سین 

صفحه 62:
ترکیب یک فرستنده بالجابه جا با مدولاسیون قطبی امکان پذیر است.این ایده درشکل بالا نمايش داده شده وعبارت است ازآن که بالابردن فرکانسی به فرکانس مشخص خ"به صورت متعامد انجام شود مولفه پوش استخراج گرددوبه تقویت کننده توان اعمال شود. سبس خروجى «وربه بايبن برده مى شودوبه عنوان شكل موج نوسان كرمحلى براى مدولاتور متعامداستفاده ميشود. beg ‏جمد‎ Oropltere ee 

صفحه 63:
Baseband Processor اگربالابرمتعامدتنها اطلاعات فازباندپایه رادریافت کند‌انگاه پوش نیز می تواندازباندپایه پیاید.شکل بالا این آرایش را نشان می دهد, که دران ملفه پوش یه طورمستقیم توسط .پردازش گرباندپایه ایجاد شده است beg Prone Oropltere 99 

صفحه 64:
معماری مدولاسیون قطبی که دریالا مطالعه شدندهنوز دومشکل اساسی را به همراه دارند:1-تعریف نامناسب پوش خروجی تقویت کننده توان 2-تخریب دراثرتبدیل 00/0تقویت کننده توان. ‎Envelope‏ ‎Detector‏ Xppi(t) ۰ xepalt) ‏هم‎ سوئینگ ولتاژخروجی تقویت کننده توان باضریب »بزرگ شده به یک آشکارسازپوش اعمال میشودوباپوش فرکانس میانی مقایسه می گردد.بنابراین حلقه پسخوربایدیک رونوشت دقیق از پوش فرکانس میانی را درخروجی + تقؤلاك کننده توان دیکته کند. رنه سس میاه 

صفحه 65:
Envelope | Detector Envelope Feedback 2 جهت تصحیح نبدیل 00/0درتقوبت کننده توان می بایدخروجی فازتقویت کننده توان داخل بارا)‌ظاهرگرددیعنی مسیرپسخور//ابایدخروجی تقویت کننده توان رابه جای خروجی ۵00حس کند.این معماری چرخش فازباندپایه رابه دلیل بهره حلقه بزر" بالا)‌روی خروجی تقویت کننده توان منعکس میکند.به بیان دیگر اگرتقویت کننده توان باعث تبدیل 0/00)گردد رارا‌همچنان تضمین می کندکه گره امدولاسیون فازباندپایه راميال کم سوه سب ‎Chea‏ 

صفحه 66:
‎Jol >‏ انکه پهنای باندمسیرهای سیگنال پوش وفازیاید به درستی انتخاب شوند. ‎‘Amplitude, | ‎Composite ‎Signal ‎ ‎Power Spectral Density (dB) ‏1.0 0.9 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 ‎Offset Frequency (MHz)‏ 2 نکته کلیدی دراینجا آن هست که هرکدام ازاین مولفه هاپهنای باندبزرگ تری رانسبت به سیگنال مدوله شده مرکب کلی اشغال می کنند. > تقابل بین رشد طیف ونویزدرباند0مستلزم کنترل سفت ومحکم پهنای باندباااست. 6 مطل) سعط امن ‎ ‎ ‎ ‎ ‎ ‎ 

صفحه 67:
> مشکل دوم به نشت سیگنال 0به خروجی مربوط میشودکه به صورت یک مولفه جمع شونده ظاهر می گردد. سلف۵00بخشی ازسیگنال فازرابه یک سلف © ‎Venv(t)‏ درخروجی تقویت کننده توان تزویج کند.باتوجه به پهنای باند بزرگ سیگنال فاز میتوان دریافت که اين نشتق درصورتی که مدولاسیون پوش به دزستین صورت نگیرد می تواندمنجر به مقدارقابل توجهی رشد طیفی گردد. :فرموله شده به صورت زیر Vour(t) = AVeno(t) ‏)مساو‎ ( + ۵)0([ + Vi coslwot + ۵)1([, > مشکل سوم آفست 00درمسیرپوش است. پوشی که به وسیله آشکا رسازپوش تولید شده است دارای آفست حول‌باشد آنگاه خروجنر ت#مبحرکیتووججان به صورت زتزتواهد بهم ,۱ beg Prone Oropltere or 

صفحه 68:
توآن آزتغییر .0 تون پوش-متغییربه دوشکل : موع بوش نايت ‎co‏ جلوگیری ‎oils a as‏ روش برون ین سازی گفته می شود.ایده اين است که یک سیگنال میانگذر رامی توان به صورت جمع دومولفه مدوله شده در فاز نمایش دکلدسیگنال میان گذر [()9,س]() رت <(۵ رامی توان به صورت جمع دو مولفه مدوله Vin(t) = Venu(t) cos[wot + ۵)۷([ ukere Vi(l) = ‏كل‎ sotunt + 6(t) + 4(0)] ۱ - (۵0 + مق - 12 (/)۲2 +۲۱۱ = tg aes oll ۳ i V(t) = Vid) coslcol + (0) + Voll) sinkuot + 0(4)] V(t) = =Vi(t)coslcot + 4{1)] + Vo (0) sinfuot + ۵)0((۰ Vo(t) = beg Prone Oropltere 

صفحه 69:
.یک فرستنده کامل برون فازی بسازید ازبحثی که درموردروش های مدلاسیون 8060در فصل 3ملاحظه کردیم ‎no ob a‏ آوریم که مولفه فاز 900 بایدبه جای انکه بر روی0۵/ااعمال شود باید در باند پایه پیاده سازی شود بنابراین معادلات اولیه (102-12)و(12. 0اه ترتیب بسط می دهیم. 5 Vo ‏زنجیره فر:‎ Vit) = Feoslott) ( + (2)] sinwol + 18 sito (1) + A(4)] cos wot V(t) = —> cos[o(t) — O(1)] sinugt — ۰اوسک [(0)۱ - (1)و ]ملس 2 ‎Prophtere 96‏ لك 

صفحه 70:
افزون بر مشکل جمع خروجی عدم تطبیق بهره وفاز بین دومسیردرشکل 12- ۶ .60منجربه ايجاد رشد طيفى مى كردد اگردومولفه عدم تطبیق رابه ترتیب با ۵۵و ۸۷ نشان دهیم داریم: Y(t) = (B+av) sinfoot +o) +010) +00 \ Wy) = J sinlun! + 9) — M1). 2۳ 29 >> 1 ‏رم‎ too ۳ Vi) + VAL) > ‏اوسزومه ۵02 - [(۵)۱ + (۵0 + اوساصه اه + [( ۵40 + اومادمه ( )م۱‎ + ۵10۱+ ۵۲۱([ 2 ae ‏دوجمله اخرسمت راست منجربه ایجادرشد طیفی می گردندزیراپهنای باندبه‎ ‏.مراتب بزرگتری نسبت به سیگنال مرکب (عبارت اول)ازخودنشان می دهند‎ ‎he scarves oP wiewuick ta the uchievtue oP preview exanpe.‏ رادل ‎De wort LO wirwick, te tuo quedroee wovwertery wat shore te LO paver. The react sourcey techs he where, he P Bz, ood he pup ‏مجك‎ werkauirw. ‎beg Prone Oropltere 20 ‎ ‎ ‎ 

صفحه 71:
~ مشکل دوم مربوط به پهنای باندموردنیازبرای هر مسیر است. از آنجا که (00و()تغییرات فاز زیادی دارند,()6+()4 (هنگامی که و 9 دچار ‎J‏ ضریان شوند)؛این دوه پهنای باند بزرگی رااشغال می کنند.ازطیف های 8066 به خاطربیاوریدکه پهنای باند یک مولفه به صورت )0 + رهآس‌چندینی رای ربهنایب اندسیگنا [م رکباستلین ی دیده در برونف انعبا جوا كيدل عزتنا تاتقي لات ()6 رابااننخاب ضریب ولتاز ,0 <,0 درمعادله 12- ای مب مل ل دامر أترآن رادرزنجير 6 (ااسآ ر کلی فرستنده توضیح دهید. :3 a فرض کنید که شکل موج های باند پایه تولید شده داری دامنه اي_ 9 هستند. اگر ()8 با یک ضریب کوچک شود درحالی که دامنه سیگنال های باند پایه ثابت باقی بماند,دامنه سیگنال مرکب خروجی کاهش می ‎seb‏ ‎cost wot + o(t) + ۵)([,‏ 44 - [ز ‎Vilt) + Vo(t) = Te (1) coslwot + ۵)۱([ + AV sinluot + (1) + A(t)‏ مى توان ننيجه كرفت كه اترعدم تطبيق ها با افزايش ,0 وكاهش ()6 ‎Cais‏ فق سوق ‎AL) = sin ‎beg Prone Oropltere 0 

صفحه 72:
2 مشکل سوم مربوط به اندرکنش بین دوتقویت کننده توان درافرازه جمع کننده خروجی است. Yoo > سیگنالی که ازیک تقویت کننده توان می گذرد ممکن است برروی سیگنالی که ازتقویت کننده توان دیگر می گذردتاثیرگذاشته ومنجربه رشدطیفی یاحتی تخریب سیگنال شود. دس پابی به اندهان جالاتواهان جانگه داشتن-04 و0 «رتاحبه فعال سس کاردشواری است. beg Prone Oropltere 28 

صفحه 73:
هما 1 اگر هرطبقه تقویت کننده توان به صورت یک بافرولتاژایده آل ‎Gas‏ ‏واحدمدل ور انگاه = به كل 10 9 وه نیج دا ‎Vosin(wot F282. 0) — Vo sin(wol + 6 — 0)‏ " 21 ‎Vo cos(wy! + 4) sind ۳ R‏ 3 4 ل Ry ۱ ‏موز - چ - رز‎ cot . abs + + كي ۰۲۱ Va(t) Vo sin(wot + 6) cos 0 + Vo cos(wot + 6) sind » 9 5 1 177 2Vo cos(wot + ۵( 0 ‏مله زر + پر با‎ 2 2 Fix | Ry sin(wot + 2 7 “2 cos(wot +4( 1 ‏سوه سس سوت‎ 5 

صفحه 74:
اغلب گفته می شودکه بخش های رآکتیودر0و0به ترتیب متناظربا یک امپدانس خازنی ویک امپدانس سلفی هستند.آیا اين ادعا دقیق است؟ نه به طورکلی .رآکتانس های خازنی وسلفی باید متناسب بافرکانس پاشنددرحالی که عبارت دوم درمعادلات اینگونه نیستند؛با اين حال ,فرض یک سیگنال باند باریک ,رآکتانس منفی را می توان به صورت یک خازن ووآکتانس آمثبت را به صورت یک سلف درنظر گرفت وابستگی ,؟وهابه 8 حاکی از آن است که اگر تقویت کننده های توان بافرهای ایده آل نباشندآنگاه سیگنال تحت يك تقسيم ولتازعتغييريازمان قرارگرفته ودرنتیجه معوج میشود. beg Prone Oropltere 

صفحه 75:
این اثررامیتوان باافزودن یک راکتانس باقطبیت وارونه که به هرخروجی نقویت 9 ۳ کننده توان متصل شده است حل کردتاعبارت .دوم حذف شود ۷۶ ون مس 8 2 2 1 —(sin’ 0 + j sin cos 0) Ry 1 2 R ‏مه با اس و‎ — sinOcos? ‏للح ريرج‎ =~ fools “hi! 9 wo sin 20 2 in 2. , _ sin20 @at y, — © (sin? 4 — j si ‏را‎ ssi = 1 ‏مله )صو‎ 0 jsin# cos) £) JC's 0 Fi sind eos 00) Ca Rah Ok per ect aweksos: Z = Zn = R,/(2sin? 0) ‏ور چا‎ z wo beg Prone Oropltere 6 

صفحه 76:
1 ۳ 4 ‏ری ادمیتانس های تانک ها‎ = Tow t HOO + AC )w Cy = Cot ac a Yen < ‏د(۸0 -600)ز دسسب‎ ‏راما 6-6 < و6‎ Fea + 5(Co ) Yio = ‏ادستانس کلی درگره 9 لحيس‎ 2 ‏مو ۵ هو‎ 1 sin = 1 2 ‏سنس 9 لس‎ ۸۵) -< - = ACO te Rie wlasyg ing = Vengo +% asin? in? 0 sin20 7 5 = ‏عر للق رىمور‎ Dy @edret ‏ع7‎ Te Ry 1 0 ‏هچ سوت‎ 

صفحه 77:
Overall ‏خر‎ ‎Amplifier,” Main ۳ Amplifier Auxiliary Amplifier 4 ۷ ‎KSI >‏ ترانزیستورکمکی که فقط هنگامی که ترانزیستور اصلی شروع به فشردگی می کندبهره را تامین کندآن گاه بهره برای سطوح ورودی وخروجی بالاتر نسبتاثابت خواهد شد. ‏اگر سوئینگ ولتاژدربه اندازه کافی بزرگ باشدتا۵0راواردناحیه تریودکندآنگاه ممکن است 6)نیزواردناحیه تریودشود. ‎beg Prone Oropltere we ‎ ‎ ‎ 

صفحه 78:
شکل موج های ولتاژوجریان درنقطه «درطول خط انتفال بی تلفات به صورت زیر است. ۲۳,۵ = V*cos(wol — Br) + V~ cos(wot + 3x) 1 ۳ Kix) = cos(ul — 3x) — —cos(wol + Bx) 0 10 x=: ViL0) = (Vt4+V7)cosunt < 5 11,0) = eas vy tT (1,0) = Tp Ty seat A x= NE: ۳2 = (-V+4V~)sinwot = Vow لي ۲ ۸1 \ ‏همه سوه‎ M(t - (-Z— |) sinwot. 26 

صفحه 79:
بانوشتن 0در نود خروجی داریم: ‎Vout 2‏ ‎Ig = I(t, =‏ )7 < و + ‎Ry,‏ ‏520 سي اجيم ‎<V+4 V7) sing‏ ودرنتیجه: سس ~ ‎—alysinwot = (— Ta‏ تپ 5 5 ری ۳ ليل[ می توان نتیجه گرفت: سس ‎at aly=‏ ۳ ۳ مشاهده مب ‎A= “V+_v- 10 Drain Voltage‏ ‎LZ ۱‏ 11 هم چنین ووورو وونزووم سس 2 ]0 + سس - ‎R Zo Drain Current‏ 70 بك امه و ۷ ‎a‏ 1 0 1 ‎Vin ‏منجربه سوئینگ ولتاژنسبتاثایتی بعدازنقطه گذرادردرین می شود.بنابراین می توان برابه‎ ‏گونهرای انتخاب کردکه حتی برای /<,تقویت کننده توان اصلى درناحيه خطيم عمل كند‎ 

صفحه 80:
Ny Driver > Vin & > بیشترتقویت کننده هاازدویا گاهی سه طبقه باشبکه های تطبیق که درورودی بین طبقات ودرخروجی قرارداده شده اند تشکیل یافته اند.راه انداز را میتوان به صورت یک بافرتصور کردکه بین بالابروطبقه خروجی قرارگرفته بهره راتامین وامپدانس ورودی کوچک طبقه خروجی راراه اندازی می کند. > خطسانی وبازده درطراحی های مختلف به میزان زیادی با یک دیگرتفاوت دارند.این نکته را یادآوری می کنیم که مقایسه عملکرد تقویت کننده های توان متفاوت سرراست نیست beg Prone Oropltere eo 

صفحه 81:
درتقویت کننده های توان غیرخطی می توان با استفاده ازترانزیستورهای دوش سوارفشاربرروی ترانزیستورهاراکاهش داد. ۷۶۶۶ ‎onl‏ استفاده ازیک ترانزیستوردوش سوارمنجریه سوئینگ دوبرابردرولتاژدرین (نسبت به طبقه سورس مشترک ساده)می گردد که اجازه می دهدمقاومت باردر درین چهاربراپرشود. طراحی واقعی شامل دورونوشت ازمداردرحالت شبه تفاضلی است وخروجی هارابه وسیله یک دویه تک سرخارج ازتراشه ترکیب می کند. beg Prone Oropltere oa 

صفحه 82:
برای آنکه سوئینگ های بزرگتری در درین 06مجازشود در اين پیکر بندی گیت ۱ ترانزیستور دوش سوارتوسط مقاومت ۵)به خروجی بوت استرپ شده است. > حداکثرولتاژدرین-سورس که دوسر00و06قرارمی گیردرا می توان به صورت تقریبی برابرکرد که منجربه سوئینگ خروجی قابل تحمل بزرگی می گردد. beg Prone Oropltere ee 

صفحه 83:
توضیح دهیددرحضورسوئینگ های نامتقارن مثبت ومنفی چه ‏ کارخروجی می افتد؟ اقی برای دوره ازآنجا که سوئینگ بالاترا ز۵00بزرگترازسوئینگ پایین ترازآن است :دوره کاربایدکمتراز 50 باشدتاهنوزمنجربه ولتاژمتوسطی براپر با۵00شود.با اين حال ؛توان خروجی افزایش می یابد.این مطلب را می توان ازروی شکل موج های تقریبا ایده آل نشان داده شده درشکل زیر دریافت که در آن داریم: 2 2 ۲11 که باعث کاهش به: ( جر ‎Pavg © “Thth‏ درنتیجه با افزایش ,0 ودرنتیجه با کاهش © ‎٠‏ ,17 افزايش مى يابد ‎Ogg Lui‏ 06% beg Prone Oropltere 99 

صفحه 84:
< مدارازسه شبکه تطبیق استفاده می کند(1) ,0 ,, و و ءورودی را به 50 9 تطبیق می دهند, (2) وا بو" و و0 تطبیق میان طبقه ای راتامین می کند, 3 يار 50 © رایه انتقال 1 در:0.©)©1/1به صورت یک مانبازعمل می کند. مم0 ‎hep Prater‏ انتقاا 

صفحه 85:
درحالت ایده آل پیکربندی تقویت کننده توان دوش سواربااستفاده ازبوت استرپ جه سوئینگ ولناژی رادرخروجی تامین می کند؟ درحالت ایده آل ءمی توان وی رایرابرحداکثرولتازمجازدرین-سورس , ره »قراردادتا ره بنواندازنزدیکی صفرنانقریبا 60 < و60 س وین گک ند.لین‌م طلب‌هنگامی‌میسرخولهد که وقتی ,60 ۶ شود ولتا زگیت و9 بيع جدكافىييا.لزو كم ياشنه اشيم 0< ممم ] اگرولتازدرین ,0 درشکل نقویت كننده توان بوت استرب شده از.0ولت تا4 وا سوئینگ کندوتقویت کننده توان +بط 96 تحوبل دهد,شبکه تطبیق خروجی باچه ضریبی بایدمقاومت بارراانتقال 3 سونینگ قله تاقله ۵ 0,206 ؛توان به +رب66-060 می رسداگر 1 م۱ ‎ge = 250.mw‏ ) ( 22 که درآن ,6 مقاومت دیده شده از درین ,0 است. می توان دریافت که : من بنابراين شبكه تطبيق خروجى بايدبارراباضريب 6.6انتقال دهد. beg ‏جمد‎ Oropltere 98 

صفحه 86:
Combined ,* Output ۶ Class B PA * دراينجايى اطبقه كلاس ©بهصورت موازى بايكى تقويت كننده كلاس #قرارداده شده است تاهنگامی که دوتقویت < کننده کلاس ۵آغازبه فشردگی كنددريامين بهرة مشاركت مى عبد اكردوطيقه درورودی دجارفشردگی شوندآنگاه خروجی آن هارابه سادگی درحوزه جریان جمع کرد. < تراتربستورهای دوس سوارلايه اكسبدصحيم تروكاتال هاي بليدتيج Obert elk ol aes ob cy cae oes Ee Dg ha 

صفحه 87:
Network > خازن ورودی طبقه به صورت متناسب کاهش می یابد. برای شکل موج پوش-ثابت طبقه تقویت کننده توان نوسانی درصورتی قابل قبول که فازخروجی بتوانددقیقا فاز ورودی رادنبال کند. محدوده قفل رامی توان به صورت زیر نمایش داد: ‎re) Gna?‏ 2۸ 20 بایک مقدارمعمول برای ,6 درحدود چنداهم,محدوده قفل معولابسیا رگسترده است. beg Prone Oropltere or 

صفحه 88:
تقویت کننده های توان قفل شده تز, اگردامنه ورودی آن هابه عل ‎wages‏ ‏کنترل فا کند. 1۳ 5 Miz ‏چ‎ ۷ ۷۰ ۰ Yoo Power Controt Yeon “AF Mp خروجی بسبتابزرگی راتحویل می دهندحتی مدارنوسان کند).0۳جریان بایاس طبقه خروجی را beg Prone Orophtere 

صفحه 89:
آیاممکن است که ولتاژهای خروجی چندین طبقه رابه صورت مستقیم با یک دیگر جمع کردتابتوان توان خروجی بزرگتری را به دست آورد؟ 1:0 ‏ح‌‎ Bt Vin) a fe ۷0 Ri 3: 2 0 5 ۱ ۷۰) ‏م‎ 2 L( 85 پیاده سازی یک ترانسفورماتور1به»‌روی تراشه مشکلات فراوانی داردفخصوصا اگراولیه ویائانویه حامل جریان های بزرگ باشند. > به بیان بهترتنها استفاده ازترانسفورماتورهای 1به1مطلوب است. beg Prone Oropltere 9 

صفحه 90:
که تلفات ترانسفورماتورنادیده گرفته شود. ازآنجا که توان تحویلی به 6 برابر ,605<6) <ر است,که درآن .ها مقدارس ورودی رانمایش می دهد,داریم: ‎P,, Poa Ry,‏ هم جنين 079/6 2ي© كه به دست مي ‎ihe, = TP‏ 47 ‎Ri taps‏ < یک طبقه خروجی واقعی چگونه به یک پیکربندی دوترانسفورماتوری متصل عی گردد؟ Power Yoo Controt Veont AP Mp Fe به جای این کار می توانیم تقویت کننده رابه دوبخش یکسان برش داده وهرکدام رادرنزدیکیاولیه متناظربا آن قراردهیم شکل 79-12(ب).دراین حالت خطوط ورودی تفویت کننده مهکن است طولانی باشند,که مساله ای جدی نیست زیرا حامل جریان هاي کوچکتر Le 

صفحه 91:
/ 2 1۲۳۰ 5 yeu Pa 2 Ws بلقل ~ برای عملکردکلاس‌یک خازن + 5 بايدبين درين هاى هركدام م ‎oo rh‏ ازدوترانزیستور ورودی ۸ ‎Va AW‏ (تفاضلی)قرار 1 ‎t‏ ‏بكيردءاماقاصله فيزيكى بين 6 با ترا بملاقن 6 والی اخربه صورت ای 2 3 اجتناب نایذیریک سلف سری 5 باخازن اضافه میکند. ‎ey Ne Nat ae‏ ‎p24 4 Ls‏ ۳ ‎va Vin 2 2‏ ‎on || Yin 7 LT‏ 2 چندین تقویت کننده ای که و 1به1رادربیکربندی قبلی راه اندازی می کنند»می توانندیه صورت جدا انه خاموش شوند‌بنابراین قابلیت کنترل توان خروجی زافراهم آوزید: > مزیت قابل توجه اين روش ,آن است که 

صفحه 92:
مقاومت تفاضلی دیده شده توسط هرکدام ازتقویت کننده ها درشکل بالارابافرض بدون تلفات بودن ترانسفورماتورها تعیی کنید. پابازگشت به حالت ساده ترنمایش داده شده درشکل 79-12(ب) درمی یابیم که هرکدام از۵0و۵0دوبرابرمقاومتی که توسط 021200 می شود یعنی ‎re LAL‏ بیند.بنابراین برای آرایش چهارتقویت کننده شکل 80-12 هر زوج تفاضلی مقاومت باری براب ر6/می بیند. بهره تقویت کننده توان فوق در خروجی توان کامل به ظ9کاهش می یابد.توان مصرفی توسط طبقه ای کهجهت راه اندازی این تقویت کننده توان موردنیاز تست رابه صورت تقریبی محاسبه كنيد حل:راه اندازيايد 32.8 (00س 66 ع) م46 06,0 < 46 0.2- 1۵ راتامین کند.ازمثال های قبلی ,چنین توانی را می توان با بازده حدود640؟, رابه دست آوردءكه متناظربامصرف توانی برابرنپ660 است.ازآنجا که تقویت کننده توان فوق توان تقریبی سرا آزمنبع تغذیه می کشدهمی توان دریافت ‎oly aS‏ انداز نیازبه 1616مصرف توان بیشتر دارد. ‎ee‏ سل ‎Oba IO Pricer‏ 

صفحه 93:
مسئله مهم درمدولاسیون قطبی طراحی مدارمدولاسیون تغذیه برای کمینه تخریب وسقف مجازاست. PA Output Stage Vphase(t) oJ] 2 به علت بهره بالای مقایسه کننده, حلقه تضمین میکندکه متوسط خروجی حتی اگرمقایسه کننده یک شکل موج دودویی تولید کندنپزورودی را دنبال نماید. < برای کمینه کردن تلفات بازده وسقف مجاز,درفیلتریایین گذربه جای مقاومت ازیک سلف(خارج تراشه) استفاده میشود. beg Prone Oropltere 99 

صفحه 94:
این معماری حلقه های فازوپوش را درهم می آمیزد:اتصال زنجیری به شدت خطی 220)و000هردومولفه رادریک فرکانس میانی پایین آورده وبازسازی می کندوتجزیه در اين فرکانس میانی رخ می دهد. ۶ توان خروجی به وسیله 0000و۵066کنتری می شودهیعنی با افزایش بهره آن ها سطح خروجی نیزافزایش می یابدتایوش درهبرابربایوشدره‌گردد. beg Prone Oropltere ee 

صفحه 95:
98 External Load 2 بالابرمتعامدبه صورت مستقل عمل می کندوشکل موج فرکانس میانی تولید می کندکه هردومولفه های فاز ویوش را دارد.این دو سیگنال بعدا استخراج می شوندتا پوش طبقه خروجی راکنترل کندوفازیک بالا‌جابه جارا راه اندازی کند. * مخلوط کننده نیازیه سقف مجازولتاژبسیاربزرگی داردومقدارقابل beg Prone Oropltere 

صفحه 96:
2 2 فرستنده های برون فازی ازدوتقویت کننده توان غیرخطی مشابه استفاده می کنندتاجمع خروجی آنهاسیگنال مرکب رابه دست دهد. < یک ترانسفورماتورروی تراشه به عنوان دوبه تک سر ورودی عمل می کندکه فاز های تفاضلی را به طبقه راه اندازاعمال می کند.سلف های اواوخازن های 00و00تطبیق میان طبقه ای را تامین می کنند.طبقه خروجی درمدکلاس #عمل می کندودرآن 6راو6او06و06شکل موج های ولتاژوجریان بدون هسپوشانی رزاشکل-دهی می کنند. beg Prone Oropltere ‏هه‎ 

صفحه 97:
آگرمداربالابامنبع تغذیه 6)کار کندوکمینه ولتاژدرین برابر0.15باشدقله ولتاژدرین 06906رابه صورت تقریبی تعیین کنید. ماتوجه مى كنيم قله ولتازدرين تقريبابرابر/6.6604©ناط6.66)0است. بنابراين 3.9ولت می رسد.در طراحی واقعی ولتاژدرین:6 0است. آگرمدارشکل بالا توانی برابر66به بار 12اهم تحویل دهد سوئینگ ولتاژدرین رابا سوئینگ ولتازدر دوسرنا؟ = errr) ازآنجاکه 6 16معادل بسهج0.0است سوئینگ ولتاژتفاضلی قله قله دوسربل۵برابراست با: بنابراین «شبکه خروجی کلاس۵ د.۷ 1.85 - 11177(/77 2۱۷/2۱/]35.3 3.8دراین حالت کاهش می دهد.ازنقطه نظرفشاربرروی ترانزیستور» این مساله نامطلوب است. beg Prone Oropltere or 

صفحه 98:
Rr 9 Lyaigs = ‏رم 7 3 - ررسوظ‎ < 7۱ 2 2 2 ترکیب کننده ویلکینسون ت ایده آ] ‎Sr‏ وبلكينسون , به صورت ایده آل بین دودهانه ورودی جداسازی می 2 سماجيةا جمد ون 

صفحه 99:
ترکیب کننده ویلکینسون چطور بین دهانه هی ورودی وخروجی جداسازی ایجاد وى كن +؟ اگر امپدانس دیده شده توسط هریک ازمنابع ولتاژ ورودى ثابت ومستقل ازمولفه هاى حالت مشترک با تفاضلی باشدانگاه 0-0)وجود۵0 رااحساس نمی کندوبالیکس.اين حالت درصورتی راضی می شود که داشته باشیم؛ 71, - Ziom 22,۶ = 20M Dewtay dl oP hese ‏یک با لس‎ Ln = > = ‏سل‎ 2 ترکیب خروجی های دو تقویت کننده توان تفاضلی نیاز به چهار خط انتقال دارد که هر کدام ازآن ها طولی برابر بامب66 دارند. یه ‎bgt Prone Prophtere‏ 

صفحه 100:
[1] S. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications, Artech House, 1999. [2] A. Grebebbikov, RF and Microwave Power Amplifier Design, McGraw-Hill, 2005. [3] A. Johnson, “Physical limitations on frequency and power parameters of transistors,” RCA Review, vol. 26, pp. 163-177, 1965. [4] A. A. Saleh, “Frequency-Independent and Frequency-Dependent Nonlinear Models of TWT Amplifiers,” IEEE Tran. Comm, vol. COM-29, pp. 1715-1720, Nov. 1981. [5] C. Rapp, “Effects of HPA-nonlinearity on a 4-DPSK/OFDM-Signal for a Digital Sound Broadband System,” Rec. Conf: ECSC, pp. 179-184, Oct. 1991. ]6[ J. C. Pedro and S. A. Maas, “A comparative overview of microwave and wireless power- amplifier behavioral modeling approaches,” [EEE Tran. MTT, vol. 53, pp. 1150-1163, April 2005. ‎woo‏ طسو 

صفحه 101:
[7| H. L. Kraus, C. W. Bostian, ۳. 1۱۰ Raab, Solid State radio Engineering, New York: Wiley, 1980. [8] S. C. Cripps, “High-Efficiency Power Amplifier Design,” presented in Short Course: RF ICs for Wireless Communication, Portland, June 1996. [9] J. Staudinger, “Multiharmonic Load Termination Effects on GaAs MESFET Power Ampli- fiers,” Microwave J. pp. 60-77, April 1996. [10] N. O. Sokal and A. D. Sokal,"Class E - A New Class of High-Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers,” IEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 10, pp. 168-176, June 1975. [11] F.H. Raab, “An Introduction to Class F Power Amplifiers,” RF Design, pp. 79-84, May 1996. [12] H. Seidel, “A Microwave Feedforward Experiment,” Bell System Technical J., vol. 50, pp. 2879-2916, Nov. 1971. beg Prone Oropltere 00 

صفحه 102:
[13] E. E. Eid, F. M. Ghannouchi, and F, Beauregard, “Optimal Feedforward Linearization System Design,” Microwave J., pp. 78-86, Nov. 1995. [14] D. P. Myer, “A Multicarrier Feedforward Amplifier Design,” Microwave J., pp. 78-88, Oct. 1994, [15] R. E. Myer, “Nested Feedforward Distortion Reduction System,” US Patent 6127889, Oct., 2000. [16] L.R. Kahn, “Single-Sideband Transmission by Envelope Elimination and Restoration,” Proc IRE, vol. 40, pp. 803-806, July 1952. [17] W.B. Sander, S. V. Schell, and B. L. Sander, * Polar modulator for multi-mode cell phones,” Proc. CIC, pp. 439-445, Sept. 2003. [18] M. R. Elliott et al, “A polar modulator transmitter for GSM/EDGE,” JEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 39, pp. 2190-2199, Dec. 2004. ‎we‏ طسو 

صفحه 103:
[19] T. Sowlati et al, “Quad-band GSM/GPRS/EDGE polar loop transmitter,” JEEE J. of Solid- State Circuits, vol. 39, pp. 2179-2189, Dec. 2004. [20] H. Chireix, “High-Power Outphasing Modulation,” Proc. IRE, pp. 1370-1392, Nov. 1935. [21] D.C. Cox, “Linear Amplification with Nonlinear Components,” JEEE Tran. Comm., vol. 22, pp. 1942-1945, Dec. 1974. [22] D. C. Cox and R. P. Leek, “Component Signal Separation and Recombination for Linear Amplification with Nonlinear Components,” JEEE Tran, Comm., vol. 23, pp. 1281-1287, Nov. 1975. [23] F. J. Casadevall, “The LINC Transmitter,” RF Design, pp. 41-48, Feb. 1990. [24] S. Moloudi etal, “An Outphasing Power Amplifier for a Software-Defined Radio Transmitter,” ISSCC Dig. Tech. Papers, pp. 568-569, Feb. 2008. ‎woo‏ طسو 

صفحه 104:
[25] W. H. Doherty, “A New High Efficiency Power Amplifier for Modulated Waves,” Proc. IRE, vol. 24, pp. 1163-1182, Sept. 1936. [26] C. Yoo and Q. Huang, “A common-gate switched, 0.9 W class-E power amplifier with 41% PAE in 0.25-;m CMOS,” VLSI Circuits Symp. Dig. Tech. Papers, pp. 56-57, June 2000 [27] T. Sowlati and D. Leenaerts, “2.4 GHz 0.18-;:m CMOS self-biased cascode power amplifier with 23-dBm output power,” IEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 38, pp. 1318-1324, Aug. 2003. [28] Y. Ding and R. Harjani, “A CMOS High-Efficiency +22-dBm Linear Power Amplifier,” Proc. CICC,, pp. 557-560, Sept. 2004. [29] K. Tsai and P. R. Gray, “A 1.9-GHz 1-W CMOS Class E Power Amplifier for Wireless Communications,” JEEE J. Solid-State Circuits, vol. 34, pp. 962-970, 1999. beg Prone Oropltere aoe 

صفحه 105:
[30] I. Aoki etal, “Fully-Integrated CMOS Power Amplifier Design Using the Distributed Active Transformer Architecture,” JEBE J. Solid-State Circuits, vol. 37, pp. 371-383, March 2002. [31] G. Liu et al, “Fully Integrated CMOS Power Amplifier With Efficiency Enhancement at Power Back-Off,” JEBE J. Solid-State Circuits, vol. 43, pp. 600-610, March 2008. [32] A. Afsahi and L. E, Larson, “An Integrated 33.5dBm Linear 2.4GHz Power Amplifier in 65nm CMOS for WLAN Applications,” Proc. CICC, pp. 611-614, Sept. 2010. [33] D. K. Su and W. J. McFarland, “An IC for Linearizing RF Power Amplifiers Using Envelope Elimination and Restoration,” /EEE J. Solid-State Circuits, vol. 33, pp. 2252-2259, Dec. 1998. [34] A. Pham and C. G. Sodini, “A 5.8-GHz 47/Amplifier with Fully Integrated Power Combiner.” IEEE RFIC Symp. Dig. Tech. Papers, pp. , June 2006. [35] A. Pham, Outphasing Power Amplifiers in OFDM Systems, PhD Dissertation, MIT, Cam- brdige, MA, 2005. 9 طسو